采用 WIN 0．15μm GaAs pHEMT 工藝研制了 2．8～6 GHz 的片上雙平衡無源混頻器?；祛l器在本振端和射頻端均采用不同尺寸的螺旋型 Marchand 巴倫結(jié)構(gòu)，不僅大大縮小了芯片尺寸，并且在沒有外加補(bǔ)償電路的情況下，在 2．8～6 GHz 頻帶范圍內(nèi)均取得良好匹配。測試結(jié)果表明，混頻器的變頻損耗小于 8 dB，射頻端口反射系數(shù)小于 －10 dB，LO 到 ＲF 的隔離度大于 40 dB，輸入 1 dB 壓縮點(diǎn)大于 10 dBm，輸入三階交調(diào)阻斷點(diǎn)大于 17 dBm。仿真與實(shí)測結(jié)果對應(yīng)良好，芯片總面積為 1．4 mm×1．1 mm。

在 5G 通信快速發(fā)展的推動下，多天線技術(shù)得到大規(guī)模應(yīng)用。大量復(fù)制單通道組件，在空間建立多個(gè)通信信道，令波束在空間合成特定指向，以提高信號的信噪比，擴(kuò)大系統(tǒng)容量。多通道技術(shù)的應(yīng)用使得射頻微波電路的元器件數(shù)量迅速擴(kuò)大，原有的集總式電路的設(shè)計(jì)思路已經(jīng)難以適應(yīng)未來通信技術(shù)的發(fā)展。

集成電路技術(shù)可以在單芯片上集成多功能器件，大大縮小通信電路面積。另外，許多復(fù)雜系統(tǒng)需要支持多個(gè)通信標(biāo)準(zhǔn)，不同標(biāo)準(zhǔn)分布于不同頻道，頻道的工作頻率有可能跨越一個(gè)或多個(gè)頻率間隔，這些均使得寬帶與小型化應(yīng)用成為芯片發(fā)展的一個(gè)趨勢。

混頻器由于實(shí)現(xiàn)了射頻與中頻之間的互相轉(zhuǎn)換被廣泛應(yīng)用于通信系統(tǒng)，成為其必不可少的關(guān)鍵部件 ?；祛l器主要結(jié)構(gòu)包括分布式結(jié)構(gòu)，Gilbert結(jié)構(gòu)以及雙平衡無源結(jié)構(gòu) 等。分布式混頻可以實(shí)現(xiàn)很寬的工作帶寬，但是它的隔離度往往較差;Gilbert 混頻器可以實(shí)現(xiàn)一定的變頻增益，但是它消耗了一定的直流功耗并且噪聲系數(shù)往往較差;雙平衡無源混頻器由于結(jié)構(gòu)簡單、較高的端口隔離度以及無直流功耗的特點(diǎn)被廣泛應(yīng)用到混頻器電路設(shè)計(jì)當(dāng)中。

混頻器的性能往往受到巴倫的限制，Marchand巴倫由于具有較寬的工作帶寬，緊湊的結(jié)構(gòu)，被廣泛應(yīng)用于雙平衡混頻器的設(shè)計(jì)。近幾十年中，Marchand 巴倫得到了廣泛研究和應(yīng)用，特別是 2000年以來，平面 Marchand 結(jié)構(gòu)研究的出現(xiàn)，使得其在芯片中的應(yīng)用更加廣泛 。值得注意的是，平面Marchand 巴倫多采用螺旋式耦合結(jié)構(gòu)，這不僅有利于減小芯片面積，也有助于增大線圈之間的耦合量，進(jìn)而提高巴倫的工作帶寬  。

本文分析了無源混頻器及其理想 Marchand 巴倫的工作原理，推導(dǎo)出 S 參數(shù)矩陣各元素與理想耦合線的奇偶模特征阻抗之間的關(guān)系，由此獲得了耦合線的奇偶模阻抗與端口負(fù)載阻抗之間的關(guān)系，為使端口反射系數(shù)在寬頻工作范圍內(nèi)均小于 －10 dB，本文將射頻和本振巴倫設(shè)置成不同尺寸，擺脫常規(guī)采用補(bǔ)償電路或者各級間匹配電路的形式，因而簡化了電路結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步減小了芯片尺寸。經(jīng)采用WIN 的 0．15μm GaAs pHEMT 工藝流片研制出超過一個(gè)倍頻程的寬帶雙平衡無源混頻器，其在 2．8～6GHz 的整個(gè)工作頻段內(nèi)均取得了大于 10 dB 的射頻端口反射損耗，并且實(shí)現(xiàn)了較高的端口隔離度和線性工作范圍。

1．1 混頻器電路結(jié)構(gòu)

圖 1 給出了本文設(shè)計(jì)的雙平衡無源混頻器的工作原理圖。該混頻器主要由二極管混頻核心以及本振巴倫和射頻巴倫這三部分構(gòu)成，射頻巴倫中心處端接一個(gè)接地電容并從中心抽頭處引出中頻信號。

圖 1 中的四個(gè)二極管首尾相連引出四個(gè)交接點(diǎn)分別交叉接到了本振與射頻巴倫的四個(gè)平衡端口，這種連接方式理論上可以取得無限大的端口隔離度，然而，在實(shí)際設(shè)計(jì)中，一方面，由于巴倫幅度與相位的不平衡性，另一方面，由于二極管以及走線的不一致性，均會在一定程度上惡化混頻器的端口隔離度，但即便如此，圖 1 所示結(jié)構(gòu)的混頻器依然可以取得較高的 LO-ＲF 以及 LO-IF 隔離度。

關(guān)于 ＲF-IF 隔離度，由于中頻信號直接從射頻巴倫中引出，并且中頻引出處電容對射頻信號呈現(xiàn)出非理想的接地特性，這種非理想特性隨著射頻頻率的降低會越發(fā)凸顯，這直接影響了射頻到中頻端口的隔離度，而且其隔離度在低頻處較差，在高頻處較好，反映出了一定的接地電容的特性。

1．2 Marchand 巴倫

巴倫的特性在一定程度上對混頻器設(shè)計(jì)產(chǎn)生決定性作用。圖 2(a)所示為 Marchand 巴倫的耦合線等效原理圖，它由兩條結(jié)構(gòu)完全相同的理想耦合線電路相連接組成，每條耦合線在特定的端口處端接開路或者短路負(fù)載，分別如圖 2(b)與(c)所示，耦合線的特性則完全由它的奇偶模阻抗 Z 0o 和 Z 0e 決定，如圖 2(d)所示。假設(shè)端口負(fù)載阻抗為系統(tǒng)特征阻抗 Z 0 ，則圖 2(d)中的 S 參數(shù)矩陣在中心頻率處可以表示為

圖 2(b)與(c)中電路則是由圖 2(d)中理想傳輸線的部分端口退化而成，根據(jù)微波網(wǎng)絡(luò)的知識很容易得到它們的 S 參數(shù)矩陣，見式(2):

圖 2(a)中的 Marchand 巴倫則是由圖 2(b)與(c)中的微波網(wǎng)絡(luò)尾首級聯(lián)而成，由微波網(wǎng)絡(luò)級聯(lián)公式計(jì)算并得到其 S 參數(shù)矩陣為:

理想巴倫的 S 參數(shù)應(yīng)滿足:

從式(4)矩陣中可以看出，式(6)條件已然滿足。把式(4)中 S 11 帶入式(5)中，可得

因?yàn)轳詈暇€的耦合系數(shù) C 滿足

如果考慮巴倫平衡端口和非平衡端口分別端接大小為 Ｒ S 和 Ｒ L 的負(fù)載，式(9)和式(10)中關(guān)于耦合線奇偶模阻抗的關(guān)系式則被改寫為

圖 3 給出了不同耦合系數(shù)下，滿足式(11)和式(12)條件下理想 Marchand 巴倫的傳輸系數(shù)和反射系數(shù)。由圖 3 所示，所有曲線均在中心頻率處取得最優(yōu)匹配，并且隨著耦合系數(shù)的增加，Marchand 巴倫的帶寬呈現(xiàn)出上升的趨勢。

圖 3 當(dāng) Ｒ S=50Ω 以及 Ｒ L =100Ω 時(shí)仿真所示的

理想 Marchand 巴倫的傳輸系數(shù)和反射系數(shù)

1．3 混頻器的電路優(yōu)化

混頻器本振和射頻端的巴倫采用螺旋式耦合結(jié)構(gòu)，這種耦合結(jié)構(gòu)一方面能夠獲得較高的耦合系數(shù)，有利于實(shí)現(xiàn)更寬的工作帶寬;另一方面，采用螺旋式結(jié)構(gòu)，使得整個(gè)設(shè)計(jì)變得更加緊湊，大大縮小了芯片面積。

根據(jù)對 Marchand 巴倫端口阻抗特性的分析，其端口負(fù)載阻抗是決定其工作特性的關(guān)鍵因素，顯然，混頻器本振巴倫與射頻巴倫所呈現(xiàn)的端口阻抗特性受到了二極管環(huán)的制約，并且在本振信號的驅(qū)動下，兩個(gè)巴倫所表現(xiàn)出的端接阻抗特性是完全不同的，因而，為了加以區(qū)分，以得到更好的工作特性，在確定了本振巴倫的工作特性之后，為得到最優(yōu)射頻巴倫尺寸，需要對混頻器端接阻抗做一進(jìn)步的仿真分析。由于混頻器的工作具有周期性，采用諧波平衡仿真進(jìn)行分析，如圖 4 所示，諧波平衡仿真可以有效得到射頻巴倫端接阻抗特性，然后再以此為基礎(chǔ)，優(yōu)化得到射頻巴倫的最優(yōu)尺寸。這種分析方法使得混頻器減少了級間補(bǔ)償與匹配電路，從而有利于簡化電路結(jié)構(gòu)，減小電路尺寸。

如圖 5 所示，實(shí)際加工的芯片尺寸是 1400 mm×1100 mm，如果不計(jì)算焊盤及其引線長度，其核心尺寸僅有 1050 mm×750 mm。可以看到，混頻器的本振巴倫和射頻巴倫的尺寸是不同的，并且混頻器各個(gè)元器件之間沒有添加補(bǔ)償或者匹配等冗余電路，使得整個(gè)設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)簡單緊湊，而且取得了在較寬頻率范圍內(nèi)反射損耗均大于 10 dB 的優(yōu)良特性。

本文混頻器使用 WIN 0．15μm GaAs pHEMT 工藝，該混頻器參數(shù)測試結(jié)果分別如圖 6 至圖 9 所示。

圖 10 給出了 LO 功率為 15 dBm 下混頻器 S 參數(shù)的仿真與實(shí)測結(jié)果對比，總體上具有較好的吻合度，其中實(shí)測變頻增益普遍比仿真結(jié)果低 0．5 dB 左右。

表 1 列舉了各類典型混頻器之間的性能比較，可以看出，無源雙平衡混頻器在端口隔離度方面具有較大優(yōu)勢，并且?guī)缀醪幌闹绷鞴?。與同類設(shè)計(jì)相比，本文設(shè)計(jì)的混頻器還具有較低的變頻損耗及帶內(nèi)波動、較好的帶內(nèi)反射系數(shù)以及較低的本振驅(qū)動功率。

表 1 各類混頻器之間的比較

本文設(shè)計(jì)了一種 2．8～6 GHz 雙平衡無源混頻器。從混頻器電路結(jié)構(gòu)特點(diǎn)出發(fā)，對 Marchand 巴倫的工作特性進(jìn)行了優(yōu)化，優(yōu)化后的混頻器本振巴倫和射頻巴倫進(jìn)一步減少了冗余電路，縮小了面積。混頻器的實(shí)測結(jié)果與仿真結(jié)果具有較高的吻合度。優(yōu)良的變頻特性以及緊湊的尺寸使其非常適合應(yīng)用于各種變頻系統(tǒng)。(參考文獻(xiàn)略）